摘要
基于南京电子器件研究所砷化镓工艺线，自主完成了750~1 100 GHz全频带三倍频器以及中心频率为1 030 GHz的低损耗二次谐波混频器的研制。为了提升模块的性能，将传统的场路结合的设计方法进行了扩展，引入器件的参数优化，并建立起两者互为反馈的关系，从而达到整个设计过程的闭环。研制出的单片电路厚度为3 μm，并通过梁氏引线支撑悬置于腔体结构中。测试结果表明宽带倍频器在790~1 100 GHz频率范围内输出功率为-23~-11 dBm。以上述倍频源作为射频信号对二次谐波混频器进行测试，在1 020~1 044 GHz频率范围内变频损耗优于17.5 dB，在1 030 GHz处测得的最小变频损耗为14.5 dB。
太赫兹波实质上是电磁波谱中的一个频段，因此其与物质相互作用机理通常不会超出人们对电磁波的基本认知。但是由于其所处的位置，使其兼有长短波的一些优秀特征，比如承载丰富信息的能力、实现高分辨成像的能力、具备穿透且无损无害的能力等。正是太赫兹波所展现出的巨大潜力，使国内外许多机构热衷于开展太赫兹技术相关的研究。但是截至目前，比较成功的应用还主要在射电天文和大气遥感领域：阿塔卡玛毫米/亚毫米波阵列望远镜（Atacama Large Millimeter/ submillimeter Array， ALMA）是较早开展的地基太赫兹观测系统，主要是对宇宙暗区进行观测和成
限制太赫兹技术走向工程化应用的一个重要因素就是系统中的一些关键部件研制依旧存在瓶颈。基于常温固态电路实现的太赫兹系统，其核心部件主要包括倍频、混频以及放大电路。对于放大电路，主要基于InP高电子迁移率晶体管和异质结双极晶体管，目前国内研究成果的工作频率集中在300 GHz以
对于太赫兹混频、倍频器，主要包括肖特基二极管器件及外围电路。传统的设计方法主要从器件建模开始，通过场模型和路模型相结合的方法来实现电路的设计过
闭环设计方法的关键在于建立起器件参数和电路性能之间的联系，首先通过理想模型求出器件在工作条件下的阻抗，即
| , | （1） |
其中，函数中的变量为器件的电特性参数，主要包括零偏置结电容Cj0、串联电阻Rs、理想因子n等；同时根据电路指标，如工作频率ω、带宽B、偏置电压V、信号功率P等条件对函数进行限制。需要特别指出的是，要通过工作条件优化保证二极管处于最为高效的工作状态。其次要借助于仿真工具求解出器件外围单元的阻抗，即
| ， | （2） |
其中，变量为器件外围传输线的特征参数。在上述函数关系中，i代表迭代次数，当i=1时的一组参数即为设计过程中的初值。最后，设定能量完全馈入到器件单元为目标，通过阻抗匹配即可建立起器件参数与电路特性之间的联系，完成系统设计的闭环。
（a）
（b）
图1 太赫兹电路设计流程示意图 （a）常规的设计方法，（b）闭环型的设计方法
Fig. 1 The schematic diagram of terahertz circuit design process, (a)conventional design method, (b) closed loop design method
利用上述闭环设计方法，针对1 030 GHz频段混频电路迭代优化出的最优器件参数如
| Cj0（fF） | Rs（Ω） | n | Is（A） | Vj（V） |
|---|---|---|---|---|
| 1 | 15 | 1.25 | 3e-14 | 0.74 |
单片电路基于3 μm厚的砷化镓衬底来设计。相比于背面物理减薄工艺，薄膜工艺具有两大优势：首先可以保证更薄的衬底厚度（物理减薄至少在10 μm以上），这有助于减少高次模的出现以及降低传输损耗；其次，基于薄膜工艺实现的衬底厚度可以保证更高的精度，而物理减薄方法带来的衬底厚度误差可能会引起阻抗的失配。砷化镓薄膜集成电路制作工艺流程如
（a）
（b）
（c）
（d）
（e）
图2 砷化镓薄膜集成电路制作工艺流程图（a）正面工艺，（b）制作临时载片，（c）去除衬底，（d）制作金属悬空，（e）去除载片
Fig. 2 Flow chart of GaAs thin integrated circuit manufacturing process (a) frontal process, (b) temporary slide, (c) remove substrate, (d) metal suspension, (e) remove slide
| . | （3） |
上式中，Is为反向饱和电流，α表征I-V特性的陡峭度。
图3 反向并联肖特基二极管混频电路原理图
Fig. 3 The schematic diagram of reverse parallel Schottky diode mixing circuit
在混频过程中，本振信号为大信号，对二极管的电导进行调制。利用上式对电压求导，可以获得反向并联肖特基二极管对的时变电导总量，并将其进行级数展开，最终表示为：
| , | （４） |
实际上，反向并联二极管在混频过程中产生的电流为两二极管的混频电流之和，即：
| . | （５） |
混频电流I中的频率分量f=m×fRF+n×fLO。因此，对于二次谐波混频器，只需通过在器件外围设计匹配滤波电路，提取出中频信号频率fIF=|fRF-2×fLO|的分量即可，此时m和n分别取值1和-2。
相比于射频信号，本振信号作为大信号将用于开启肖特基二极管。由于肖特基二极管的非线性伏安特性，在本振信号调制下会产生非线性时变电导，从而发生本振和射频信号的混频现象。对于反向并联二极管对，混频后信号只包括LO信号偶次谐波分量和RF信号的组合，通过设计外围电路提取出2ωLO-ωRF和ωRF-2ωLO两个频率分量，这就是二次谐波混频器的基本原理。
图4 1 030 GHz二次谐波混频电路示意图
Fig. 4 The circuit diagram of 1030 GHz sub-harmonic mixer
1 030 GHz二次谐波混频器结构，主要包括射频探针、二极管对、本振滤波器、本振探针及中频滤波器五部分，其中两个滤波器的主要作用是限定信号的传播方向，从而防止有用信号的泄露。此外，由于肖特基结并不完全对称，可能在高频条件下会导致直流分量的产生，因此在电路的一端设有直流地。为了缩短计算的时间，在实际设计中会将完整电路拆分，逐一进行仿真优化。
图5 1 030 GHz混频电路各部分仿真结果
Fig. 5 Simulated results of each part of 1 030 GHz mixer
针对倍频器所呈现的特征，可以将其大体分为两类：第一类的特点是窄带、高效率、大功率，代表性应用是作为接收系统中的本振源。这类倍频器采用的是肖特基变容二极管，利用电荷-电压的非线性特性工作，通常需要加载反向偏
本文为实现宽带三倍频器设计，采用平衡式结构。同时，为了便于在全频带内进行阻抗匹配，保证足够的带内平坦度，直接将两个二极管对反向并联连接，不再外加反向直流偏置，其基本原理如
图6 反向并联肖特基二极管三倍频电路原理图
Fig. 6 The schematic diagram of reverse parallel Schottky diode tripler circuit
根据肖特二极管的I-V特性，假设两个二极管单元的电流分别是i1和i2，则环路外的电流i即为两个支路电流之差，对其进行傅里叶级数展开后得到：
| , | （6） |
式中In（αVin）是第一类贝塞尔函数。
相对应的，二极管单元环路内的电流iloop为两个支路电流之和，利用同样方法可以得到：
| . | （7） |
对比上述两式可知，该电路结构能够有效抑制偶次谐波。因此，在对三次谐波提取时，不需要考虑偶次谐波的影响，大大简化了电路结构。同时，此方案二极管工作状态近似于变阻管，在宽频段内阻抗变化较为平缓，更易于外围匹配电路的设计。
本文研制倍频器的目地是将其作为测试信号源使用。因此，基于阻性二极管开展宽带三倍频器的设计，在工作模式上与混频二极管相同。完成的750~1 100 GHz全频段三倍频器结构如
图7 750~1 100 GHz三倍频电路示意图
Fig. 7 The circuit diagram of 750~1 100 GHz tripler
图8 750~1 100 GHz三倍频各部分仿真结果
Fig. 8 Simulated results of each part of 750~1 100 GHz tripler
相比于传统的胶黏方式，由于基板上带有梁氏引线，因此可以直接通过压接的方法来实现单片电路的连接、悬置等。这不仅减小了装配上的难度，同时降低了装配过程中引入的一些不确定因素，这在太赫兹高频段电路研制中起到关键作用。
对于太赫兹混频器的测试，通常有两种方法：Y因子法及信号源法。对于Y因子法，实际上是将待测混频器集成于接收机系统，通过冷热黑体分别置于馈源前端，换算出整个系统的噪声温度，然后再计算出待测混频器所占的部
图9 1 030 GHz二次谐波混频器测试平台
Fig. 9 Test platform of 1 030 GHz sub-harmonic mixer
由于课题组现有的驱动功率源主要为窄带，因此在对750~1 100 GHz三倍频器进行测试时，采用多个功率源拼接的方式来完成对倍频器在宽频带内的测试。相应的测试结果如
依据本文测试数据，与国内外研究机构相关的代表性成果进行了比较，结果如
| 参考文献 | 形式 | 带宽 （GHz） | 变频损耗（dB） |
|---|---|---|---|
|
［ | 十次谐波 | 1 030~1 154 | ＜55（min=50） |
|
［ | 基波 | 750~1 100 | 20（双边带噪声典型值） |
| 本文 | 二次谐波 | 1 020~1 044 | 16（典型值）（min=14.5） |
（a）
（b）
图10 基于薄膜工艺研制的单片电路测试结果（a）1 030 GHz二次谐波混频器变频损耗测试结果，（b）750~1 100 GHz三倍频器输出功率测试结果
Fig. 10 Measured results of monolithic circuit based on thin film technology (a) measured conversion loss of 1 030 GHz sub-harmonic mixer, (b) measured output power of 750~1 100 GHz tripler
| 参考文献 | 带宽 （GHz） | 技术指标 |
|---|---|---|
|
［ | 750~1 100 | -25~-13 dBm（输出功率） |
|
［ | 750~1 100 | 0.5%（效率典型值） |
| 本文 | 790~1 100 | -23~-11 dBm（输出功率） |
本文通过拓展传统方法，引入器件优化后构成闭环，并以此为基础设计出1 030 GHz低损耗二次谐波混频器及750~1 100 GHz宽带三倍频器。然后基于国内3 μm薄膜工艺产线完成电路的流片，经测试表明1 030 GHz混频器最优变频损耗为14.5 dB；宽带三倍频在790~ 1 100 GHz频率范围内输出-23~ -11 dBm。上述工作为推进太赫兹固态技术迈向更高频率奠定重要基础。
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